第五节 CMOS逻辑门电路
看看把
CMOS逻辑门电路是在TTL电路问世之后 ，所开发出的第二种广泛应用的数字集成器件，从发展趋势来看，由于制造工艺的改进，CMOS电路的性能有可能超越TTL而成为占主导地位的逻辑器件 。CMOS电路的工作速度可与TTL相比较，而它的功耗和抗干扰能力则远优于TTL。此外，几乎所有的超大规模存储器件 ，以及PLD器件都采用CMOS艺制造，且费用较低。
早期生产的CMOS门电路为4000系列 ，随后发展为4000B系列。当前与TTL兼容的CMO器件如74HCT系列等可与TTL器件交换使用。下面首先讨论CMOS反相器，然后介绍其他CMO逻辑门电路。
MOS管结构图
MOS管主要参数：
1.开启电压VT
·开启电压（又称阈值电压）：使得源极S和漏极D之间开始形成导电沟道所需的栅极电压；
·标准的N沟道MOS管，VT约为3～6V；
·通过工艺上的改进，可以使MOS管的VT值降到2～3V。
2. 直流输入电阻RGS
·即在栅源极之间加的电压与栅极电流之比
·这一特性有时以流过栅极的栅流表示
·MOS管的RGS可以很容易地超过1010Ω。
3. 漏源击穿电压BVDS
·在VGS=0（增强型）的条件下 ，在增加漏源电压过程中使ID开始剧增时的VDS称为漏源击穿电压BVDS
·ID剧增的原因有下列两个方面：
（1）漏极附近耗尽层的雪崩击穿
（2）漏源极间的穿通击穿
·有些MOS管中，其沟道长度较短，不断增加VDS会使漏区的耗尽层一直扩展到源区，使沟道长度为零，即产生漏源间的穿通，穿通后
，源区中的多数载流子，将直接受耗尽层电场的吸引，到达漏区，产生大的ID
4. 栅源击穿电压BVGS
·在增加栅源电压过程中，使栅极电流IG由零开始剧增时的VGS，称为栅源击穿电压BVGS。
5. 低频跨导gm
·在VDS为某一固定数值的条件下 ，漏极电流的微变量和引起这个变化的栅源电压微变量之比称为跨导
·gm反映了栅源电压对漏极电流的控制能力
·是表征MOS管放大能力的一个重要参数
·一般在十分之几至几mA/V的范围内
6. 导通电阻RON
·导通电阻RON说明了VDS对ID的影响 ，是漏极特性某一点切线的斜率的倒数
·在饱和区，ID几乎不随VDS改变，RON的数值很大 ，一般在几十千欧到几百千欧之间
·由于在数字电路中 ，MOS管导通时经常工作在VDS=0的状态下，所以这时的导通电阻RON可用原点的RON来近似
·对一般的MOS管而言，RON的数值在几百欧以内
7. 极间电容
·三个电极之间都存在着极间电容：栅源电容CGS 、栅漏电容CGD和漏源电容CDS
·CGS和CGD约为1～3pF
·CDS约在0.1～1pF之间
8. 低频噪声系数NF
·噪声是由管子内部载流子运动的不规则性所引起的
·由于它的存在，就使一个放大器即便在没有信号输人时，在输 出端也出现不规则的电压或电流变化
·噪声性能的大小通常用噪声系数NF来表示，它的单位为分贝（dB）
·这个数值越小，代表管子所产生的噪声越小
·低频噪声系数是在低频范围内测出的噪声系数
·场效应管的噪声系数约为几个分贝，它比双极性三极管的要小
一、CMOS反相器
由本书模拟部分已知，MOSFET有P沟道和N沟道两种，每种中又有耗尽型和增强型两类。由N沟道和P沟道两种MOSFET组成的电路称为互补MOS或CMOS电路。
下图表示CMOS反相器电路，由两只增强型MOSFET组成，其中一个为N沟道结构，另一个为P沟道结构。为了电路能正常工作，要求电源电压VDD大于两个管子的开启电压的绝对值之和，即
VDD＞(VTN＋|VTP|) 。
1.工作原理
首先考虑两种极限情况：当vI处于逻辑0时 ，相应的电压近似为0V；而当vI处于逻辑1时，相应的电压近似为VDD。假设在两种情况下N沟道管 TN为工作管P沟道管TP为负载管。但是，由于电路是互补对称的，这种假设可以是任意的，相反的情况亦将导致相同的结果。
下图分析了当vI=VDD时的工作情况。在TN的输出特性iD—vDS（vGSN＝VDD）(注意vDSN=vO)上 ，叠加一条负载线，它是负载管TP在 vSGP=0V时的输出特性iD－vSD。由于vSGP＜VT（VTN=|VTP|=VT），负载曲线几乎是一条与横轴重合的水平线。两条曲线的交点即工作点。显然，这时的输出电压vOL≈0V（典型值＜10mV ，而通过两管的电流接近于零。这就是说，电路的功耗很小（微瓦量级）
下图分析了另一种极限情况，此时对应于vI＝0V。此时工作管TN在vGSN＝0的情况下运用，其输出特性iD－vDS几乎与横轴重合 ，负载曲线是负载管TP在vsGP＝VDD时的输出特性iD－vDS。由图可知，工作点决定了VO＝VOH≈VDD；通过两器件的电流接近零值 。可见上述两种极限情况下的功耗都很低。
由此可知，基本CMOS反相器近似于一理想的逻辑单元，其输出电压接近于零或+VDD，而功耗几乎为零。
2.传输特性
下图为CMOS反相器的传输特性图。图中VDD=10V，VTN=|VTP|=VT=
2V。由于 VDD＞（VTN＋|VTP|），因此，当VDD-|VTP|vIVTN 时,TN和TP两管同时导通。考虑到电路是互补对称的，一器件可将另一器件视为它的漏极负载。还应注意到，器件在放大区（饱和区）呈现恒流特性，两器件之一可当作高阻值的负载。因此，在过渡区域，传输特性变化比较急剧。两管在VI=VDD/2处转换状态。
3.工作速度
CMOS反相器在电容负载情况下，它的开通时间与关闭时间是相等的，这是因为电路具有互补对称的性质。下图表示当vI=0V时 ，TN截止，TP导通，由VDD通过TP向负载电容CL充电的情况。由于CMOS反相器中，两管的gm值均设计得较大，其导通电阻较小，充电回路的时间常数较小。类似地，亦可分析电容CL的放电过程。CMOS反相器的平均传输延迟时间约为10ns。
二、CMOS门电路
1.与非门电路
下图是2输入端CMOS与非门电路，其中包括两个串联的N沟道增强型MOS管和两个并联的P沟道增强型MOS管。每个输入端连到一个N沟道和一个P沟道MOS管的栅极。当输入端A、B中只要有一个为低电平时，就会使与它相连的NMOS管截止，与它相连的PMOS管导通，输出为高电平；仅当A、B全为高电平时，才会使两个串联的NMOS管都导通，使两个并联的PMOS管都截止，输出为低电平。
因此，这种电路具有与非的逻辑功能，即
n个输入端的与非门必须有n个NMOS管串联和n个PMOS管并联。
2.或非门电路
下图是2输入端CMOS或非门电路。其中包括两个并联的N沟道增强型MOS管和两个串联的P沟道增强型MOS管。
当输入端A、B中只要有一个为高电平时，就会使与它相连的NMOS管导通，与它相连的PMOS管截止，输出为低电平；仅当A、B全为低电平时，两个并联NMOS管都截止，两个串联的PMOS管都导通，输出为高电平。
因此，这种电路具有或非的逻辑功能，其逻辑表达式为
显然，n个输入端的或非门必须有n个NMOS管并联和n个PMOS管并联。
比较CMOS与非门和或非门可知，与非门的工作管是彼此串联的，其输出电压随管子个数的增加而增加；或非门则相反，工作管彼此并联，对输出电压不致有明显的影响。因而或非门用得较多。
3.异或门电路
上图为CMOS异或门电路。它由一级或非门和一级与或非门组成。或非门的输出。而与或非门的输出L即为输入A、B的异或
如在异或门的后面增加一级反相器就构成异或非门，由于具有的功能，因而称为同或门。异成门和同或门的逻辑符号如下图所示。
三、BiCMOS门电路
双极型CMOS或BiCMOS的特点在于，利用了双极型器件的速度快和MOSFET的功耗低两方面的优势，因而这种逻辑门电路受到用户的重视
1.BiCMOS反相器
上图表示基本的BiCMOS反相器电路，为了清楚起见，MOSFET用符号M表示BJT用T表示。T1和T2构成推拉式输出级。而Mp、MN、M1、M2所组成的输入级与基本的CMOS反相器很相似。输入信号vI同时作用于MP和MN的栅极。当vI为高电压时MN导通而MP截止；而当vI为低电压时,情况则相反，Mp导通，MN截止。当输出端接有同类BiCMOS门电路时，输出级能提供足够大的电流为电容性负载充电。同理，已充电的电容负载也能迅速地通过T2放电。
上述电路中T1和T2的基区存储电荷亦可通过M1和M2释放，以加快
电路的开关速度。当vI为高电压时M1导通，T1基区的存储电荷迅速消散。这种作用与TTL门电路的输入级中T1类似。同理 ，当vI为低电压时，电源电压VDD通过MP以激励M2使M2导通，显然T2基区的存储电荷通过M2而消散。可见，门电路的开关速度可得到改善。
2.BiCMOS门电路
根据前述的CMOS门电路的结构和工作原理，同样可以用BiCMOS技术实现或非门和与非门。如果要实现或非逻辑关系，输入信号用来驱动并联的N沟道MOSFET，而P沟道MOSFET则彼此串联。正如下图所示的
2输入端或非门。
当A和B均为低电平时，则两个MOSFET MPA和MPB均导通，T1导通而MNA和MNB均截止，输出L为高电平。与此同时，M1通过MPA和MpB被VDD所激励，从而为T2的基区存储电荷提供一条释放通路。
另一方面，当两输入端A和B中之一为高电平时 ，则MpA和MpB的通路被断开，并且MNA或MNB导通，将使输出端为低电平。同时，M1A或M1B为T1的基极存储电荷提供一条释放道路。因此 ，只要有一个输入端接高电平，输出即为低电平。
四、CMOS传输门
MOSFET的输出特性在原点附近呈线性对称关系，因而它们常用作模拟开关。模拟开关广泛地用于取样——保持电路、斩波电路、模数和数模转换电路等。下面着重介绍CMOS传输门。
所谓传输门（TG）就是一种传输模拟信号的模拟开关。CMOS传输门由一个P沟道和一个N沟道增强型MOSFET并联而成，如上图所示。TP和TN是结构对称的器件，它们的漏极和源极是可互换的。设它们的开启电压|VT|=2V且输入模拟信号的变化范围为-5V到+5V 。为使衬底与漏源极之间的PN结任何时刻都不致正偏 ，故TP的衬底接+5V电压，而TN的衬底接-5V电压 。两管的栅极由互补的信号电压（+5V和-5V）来控制，分别用C和表示。
传输门的工作情况如下：当C端接低电压-5V时TN的栅压即为-5V，vI取-5V到+5V范围内的任意值时，TN均不导通。同时,TP的栅压为+5V
，TP亦不导通。可见，当C端接低电压时，开关是断开的。
为使开关接通，可将C端接高电压+5V。此时TN的栅压为+5V ，vI在-5V到+3V的范围内，TN导通。同时TP的棚压为-5V ，vI在-3V到+5V的范围内TP将导通。
由上分析可知，当vI＜-3V时，仅有TN导通，而当vI＞+3V时，仅有TP导通当vI在-3V到+3V的范围内，TN和TP两管均导通。进一步分析
还可看到，一管导通的程度愈深，另一管的导通程度则相应地减小。换句话说，当一管的导通电阻减小，则另一管的导通电阻就增加。由于两管系并联运行，可近似地认为开关的导通电阻近似为一常数。这是CMOS传输出门的优点。
在正常工作时，模拟开关的导通电阻值约为数百欧，当它与输入阻抗为兆欧级的运放串接时，可以忽略不计。
CMOS传输门除了作为传输模拟信号的开关之外，也可作为各种逻辑电路的基本单元电路。
基于场效应管的直流电机驱动控制电路设计
游志宇，杜杨，张洪，董秀成
(1．西华大学 电气信息学院，四川 成都 610039；
2．中国科学院光电技术研究所，四川 成都 610209)
1 引言
长期以来，直流电机以其良好的线性特性、优异的控制性能等特点成为大多数变速运动控制和闭环位置伺服控制系统的最佳选择。特别随着计算机在控制领域，高开关频率、全控型第二代电力半导体器件(GTR、GTO、MOSFET、IGBT等)的发展，以及脉宽调制(PWM)直流调速技术的应用，直流电机得到广泛应用。为适应小型直流电机的使用需求，各半导体厂商推出了直流电机控制专用集成电路，构成基于微处理器控制的直流电机伺服系统。但是，专用集成电路构成的直流电机驱动器的输出功率有限，不适合大功率直流电机驱动需求。因此采用N沟道增强型场效应管构建H桥，实现大功率直流电机驱动控制。该驱动电路能够满足各种类型直流电机需求，并具有快速、精确、高效、低功耗等特点，可直接与微处理器接口，可应用PWM技术实现直流电机调速控制。
2 直流电机驱动控制电路总体结构
直流电机驱动控制电路分为光电隔离电路、电机驱动逻辑电路、驱动信号放大电路、电荷泵电路、H桥功率驱动电路等四部分，其电路框图如图1所示。
由图可以看出，电机驱动控制电路的外围接口简单。其主要控制信号有电机运转方向信号Dir电机调速信号PWM及电机制动信号Brake，Vcc为驱动逻辑电路部分提供电源，Vm为电机电源电压，M+、M-为直流电机接口。
在大功率驱动系统中，将驱动回路与控制回路电气隔离，减少驱动控制电路对外部控制电路的干扰。隔离后的控制信号经电机驱动逻辑电路产生电机逻辑控制信号，分别控制H桥的上下臂。由于H桥由大功率N沟道增强型场效应管构成，不能由电机逻辑控制信号直接驱动，必须经驱动信号放大电路和电荷泵电路对控制信号进行放大，然后驱动H桥功率驱动电路来驱动直流电机。
3 H桥功率驱动原理
直流电机驱动使用最广泛的就是H型全桥式电路，这种驱动电路方便地实现直流电机的四象限运行，分别对应正转、正转制动、反转、反转制动。H桥功率驱动原理图如图2所示。
H型全桥式驱动电路的4只开关管都工作在斩波状态。S1、S2为一组，S3、S4为一组，这两组状态互补，当一组导通时，另一组必须关断。当S1、S2导通时，S3、S4关断，电机两端加正向电压实现电机的正转或反转制动；当S3、S4导通时，S1、S2关断，电机两端为反向电压，电机反转或正转制动。
实际控制中，需要不断地使电机在四个象限之间切换，即在正转和反转之间切换，也就是在S1、S2导通且S3、S4关断到S1、S2关断且S3、S4导通这两种状态间转换。这种情况理论上要求两组控制信号完全互补，但是由于实际的开关器件都存在导通和关断时间，绝对的互补控制逻辑会导致上下桥臂直通短路。为了避免直通短路且保证各个开关管动作的协同性和同步性，两组控制信号理论上要求互为倒相，而实际必须相差一个足够长的死区时间，这个校正过程既可通过硬件实现，即在上下桥臂的两组控制信号之间增加延时，也可通过软件实现。
图2中4只开关管为续流二极管，可为线圈绕组提供续流回路。当电机正常运行时，驱动电流通过主开关管流过电机。当电机处于制动状态时，电机工作在发电状态，转子电流必须通过续流二极管流通，否则电机就会发热，严重时甚至烧毁。
4 直流电机驱动控制电路设计
由直流电机驱动控制电路框图可以看出驱动控制电路结构简单，主要由四部分电路构成，其中光电隔离电路较简单，在此不再介绍，下面对直流电机驱动控制电路的其他部分进行详细介绍。
4.1 H桥驱动电路设计
在直流电机控制中常用H桥电路作为驱动器的功率驱动电路。由于功率MOSFET是压控元件，具有输入阻抗大、开关速度快、无二次击穿现象等特点，满足高速开关动作需求，因此常用功率MOSFET构成H桥电路的桥臂。H桥电路中的4个功率MOSFET分别采用N沟道型和P沟道型，而P沟道功率MOSFET一般不用于下桥臂驱动电机，这样就有两种可行方案：一种是上下桥臂分别用2个P沟道功率MOSFET和2个N沟道功率MOSFET；另一种是上下桥臂均用N沟道功率MOSFET。
相对来说，利用2个N沟道功率MOSFET和2个P沟道功率MOSFET驱动电机的方案，控制电路简单、成本低。但由于加工工艺的原因，P沟道功率MOSFET的性能要比N沟道功率MOSFET的差，且驱动电流小，多用于功率较小的驱动电路中。而N沟道功率MOSFET，一方面载流子的迁移率较高、频率响应较好、跨导较大；另一方面能增大导通电流、减小导通电阻、降低成本，减小面积。综合考虑系统功率、可靠性要求，以及N沟道功率MOSFET的优点，本设计采用4个相同的N沟道功率MOSFET的H桥电路，具备较好的性能和较高的可靠性，并具有较大的驱动电流。其电路图如图3所示。图中Vm为电机电源电压，4个二极管为续流二极管，输出端并联一只小电容C6，用于降低感性元件电机产生的尖峰电压。
4.2 电荷泵电路设计
电荷泵的基本原理是通过电容对电荷的积累效应而产生高压，使电流由低电势流向高电势。最早的理想电荷泵模型是J.Dickson在1976年提出的，当时这种电路是为可擦写EPROM提供所需电压。后来J.Witters，Toru Tranzawa等人对J.Dickson的电荷泵模型进行改进，提出了比较精确的理论模型，并通过实验加以证实提出了相关理论公式。随着集成电路的不断发展，基于低功耗、低成本的考虑，电荷泵在电路设计中的应用越来越广泛。
简单电荷泵原理电路图如图4所示。电容C1的A端通过二极管D1接Vcc，电容C1的B端接振幅Vin的方波。当B点电位为0时，D1导通，Vcc开始对电容C1充电，直到节点A的电位达到Vcc；当B点电位上升至高电平Vin时，因为电容两端电压不能突变，此时A点电位上升为Vcc+Vin。所以，A点的电压就是一个方波，最大值是Vcc+Vin，最小值是Vcc(假设二极管为理想二极管)。A点的方波经过简单的整流滤波，可提供高于Vcc的电压。
在驱动控制电路中，H桥由4个N沟道功率MOSFET组成。若要控制各个MOSFET，各MOSFET的门极电压必须足够高于栅极电压。通常要使MOSFET完全可靠导通，其门极电压一般在10 V以上，即VCS＞10 V。对于H桥下桥臂，直接施加10 V以上的电压即可使其导通；而对于上桥臂的2个MOSFET，要使VGS>10 V，就必须满足VG>Vm+10 V，即驱动电路必须能提供高于电源电压的电压，这就要求驱动电路中增设升压电路，提供高于栅极10 V的电压。考虑到VGS有上限要求，一般MOSFET导通时VGS为10 V～15 V，也就是控制门极电压随栅极电压的变化而变化，即为浮动栅驱动。因此在驱动控制电路中设计电荷泵电路，用于提供高于Vm的电压Vh，驱动功率管的导通。其电路原理图如图5所示。
电路中A部分是方波发生电路，由RC与反相施密特触发器构成，产生振幅为Vin=5 V的方波。B部分是电荷泵电路，由三阶电荷泵构成。当a点为低电平时，二极管D1导通电容C1充电，使b点电压Vb=Vm-Vtn；当a点为高电平时，由于电容C1电压不能突变，故b点电压Vb=Vm+Vin-Vtn，此时二极管D2导通，电容C3充电，使c点电压Vx=Vm+Vin-2Vtn；当a点再为低电平时，二极管D1、D3导通，分别对电容C1、C2充电，使得d点电压Vd=Vm+Vin-3Vtn；当a点再为高电平时，由于电容C2电压不能突变，故d点电压变为Vd=Vm+2Vin-3Vtn，此时二极管D2、D4导通，分别对电容C3、c4充电，使e点电压Ve=Vm+2Vin-4Vtn。这样如此循环，便在g点得到比Vm高的电压Vh=Vm+3Vin-6tn=Vm+11.4 V。其中Vm为二极管压降，一般取0.6 V。从而保证H桥的上臂完全导通。
4.3 电机驱动逻辑与放大电路设计
直流电机驱动电机驱动电路中电机驱动逻辑及放大电路主要实现外部控制信号到驱动H桥控制信号的转换及放大。控制信号Dir、PWM、Brake经光电隔离电路后，由门电路进行译码，产生4个控制信号M1'、M2'、M3'、M4'，然后经三极管放大，产生控制H桥的4个信号M1、M2、M3、M4。其电路原理图如图6所示。其中Vh是Vm经电荷泵提升的电压，Vm为电机电源电压。
电机工作时，H桥的上臂处于常开或常闭状态，由Dir控制，下臂由PWM逻辑电平控制，产生连续可调的控制电压。该方案中，上臂MOSFET只有在电机换向时才进行开关切换，而电机的换向频率极低，低端由逻辑电路直接控制，逻辑电路的信号电平切换较快，可以满足不同频率要求。该电路还有一个优点，由于上臂开启较慢，而下臂关断较快，所以，实际控制时换向不会出现上下臂瞬间同时导通现象，减小了换向时电流冲击，提高了MOSFET的寿命。
5 直流电机PWM调速控制
直流电动机转速n=(U-IR)/Kφ
其中U为电枢端电压，I为电枢电流，R为电枢电路总电阻，φ为每极磁通量，K为电动机结构参数。
直流电机转速控制可分为励磁控制法与电枢电压控制法。励磁控制法是控制磁通，其控制功率小，低速时受到磁饱和限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制，而且由于励磁线圈电感较大动态响应较差，所以这种控制方法用得很少。大多数应用场合都使用电枢电压控制法。随着电力电子技术的进步，改变电枢电压可通过多种途径实现，其中PWM(脉宽调制)便是常用的改变电枢电压的一种调速方法。
PWM调速控制的基本原理是按一个固定频率来接通和断开电源，并根据需要改变一个周期内接通和断开的时间比(占空比)来改变直流电机电枢上电压的"占空比"，从而改变平均电压，控制电机的转速。在脉宽调速系统中，当电机通电时其速度增加，电机断电时其速度减低。只要按照一定的规律改变通、断电的时间，即可控制电机转速。而且采用PWM技术构成的无级调速系统．启停时对直流系统无冲击，并且具有启动功耗小、运行稳定的特点。
设电机始终接通电源时，电机转速最大为Vmax，且设占空比为D=t／T，则电机的平均速度Vd为：
Vd=VmaxD
由公式可知，当改变占空比D=t／T时，就可以得到不同的电机平均速度Vd，从而达到调速的目的。严格地讲，平均速度与占空比D并不是严格的线性关系，在一般的应用中，可将其近似地看成线性关系。 在直流电机驱动控制电路中，PWM信号由外部控制电路提供，并经高速光电隔离电路、电机驱动逻辑与放大电路后，驱动H桥下臂MOSFET的开关来改变直流电机电枢上平均电压，从而控制电机的转速，实现直流电机PWM调速。
6 结束语
以N沟道增强型场效应管为核心，基于H桥PWM控制的驱动控制电路，对直流电机的正反转控制及速度调节具有良好的工作性能。实验结果表明，直流电机驱动控制电路运行稳定可靠，电机速度调节响应快。能够满足实际工程应用的要求，有很好的应用前景。
