1 简介
要想了解在使用分辨率等于或高于 12 位 ADC 时可能发生的问题,需要确定 ADC 能够处理多小的电压值。电压范围为 2 V 的 8 位 ADC 能够检测最小电压值为 2 V/256 = 0008 V,即 8 mV 左右。尽管 8 mV 看上去比较小,让我们把这个值和更高分辨率的 ADC 进行比较,表 1 显示了对具有输入范围为±1 V 和分辨率为 8 到 20 位的各 ADC 进行的比较。
表 1 ADC 分辨率
当分辨率为 20 位时,ADC 能够处理最小为 2 μV 的电压。稍微提高增益,您可以处理低于 1 μV 的电压。另外,包含窄输入范围(高 ADC 增益)的低分辨率 ADC 系统也可以处理微伏范围的电压值。
使用低分辨率ADC时,1 mV以下的偏移和噪声源是无意义的。但使用12位到20位ADC时,该值将起着重要作用。 未习惯于敏感模拟电路的设计师会容易忽略这些偏差。目前的电子产品越来越小,因此单是较小的电路板几何形状就能引起许多问题。
2 走线电阻确实很重要
当 PCB 缩小时,走线宽度会更窄,距离更加接近。目前的电子产品中走线宽度和走线之间的间隙一般不超过 6 密耳(0006 英寸)。即使您指定了大小为 6 密耳的走线,仍可以通过过度蚀刻轻松地使该值降至 4 或 5 密耳。 那么,为什么我们需要留意走线变小的现象当走线变窄时,走线电阻会增加。公式 1 提供了计算走线电阻的标准公式:
公式1
PCB 上走线的厚度为 1 盎司铜,长度为 1 英寸,宽度为 8 密耳,其电阻将为 0062 欧姆。表 2 显示的是针对若干走线长度和宽度计算得出的阻抗值。
表2 走线电阻
如表 2 中所示,所有的阻抗都大大低于 1 欧姆。这看上去对电路影响并没有那么大,但具体情况取决于该走线在电路 板上的位置。如果是高阻抗放大器输入的走线,就没问题,但在其他情况下,就会产生影响。再次使用该表并为每个走 线组合通过 5 mA 的电流。虽然 5 mA 的电流不大,并且走线电阻不到 1 Ω,但在使用高分辨率的 ADC 时,组合偏移 会变得十分显著,如表 3 所示。
表 3 走线电压偏移
在该表里,如果流入走线(其宽度为 6 密耳,长度为 2 英寸)的电流为 5 mA,则电压将为 820 μV,即 082 mV 左 右。在表 1 中,请注意,在系统采用的 ADC 分辨率低于 12 位时,该电压并不显著。绿色显示的单元是至少影响到 16 位 ADC 半个最低有效位的条件。**显示的单元表示在使用 12 位或更高 ADC 时导致相同偏差的条件。这时,假设 12 位和 16 位 ADC 的输入范围为 2 伏特(+/- 1 伏特)。
一个示例应用(其中该偏移大小引起显著偏差)是使用热电偶来测量温度。如果使用 K 型热电偶,输出电压将为 40 μV/°C左右。那么,410 μV偏移相当于超过10°C的偏差。如果相同走线被过度蚀刻,使其宽度降至4密耳,偏差 将增加 50%。通过该示例,可以看到评估信号路径中的每个 PCB 走线的重要性。虽然 12 位 ADC 不是最坏情况,但如 果 ADC 前面增加 16 倍的增益,相应的电压分辨率等价于 16 位 ADC。
3 共享返回路径
设计带有混合信号或高精度 ADC 的电路板时, 需要识别电流在 PCB 中的具体位置。走线上几毫 安(mA)的电流就能造成严重的问题。
当数字器件或高电流模拟器件共享敏感模拟信号的 返回路径时,走线电阻就会对电路产生影响。此情 况下,高电流的单位不再是安培(A),而是毫安 (mA)。在前一示例中,热电偶与 5 mA 负载共 享一个返回路径。即使将该负载降至 05 mA,偏 差仍然为 1 °C。因此,几百 μA 的电流影响也比较大。
图 1 显示的是一个示例,其中模拟接地和数字接 地共享一个返回电流路径,传感器和 LED 共享另 一个返回电流路径。这两个共享路径可能会导致系 统偏移或增益偏差问题。
图 1 信号返回路径的阻抗
当本示例中的 ADC 测量传感器的输出电压时,它 也会测量走线电阻上的电压。共同接地处与传感器 电流和 LED 电流合并的位置之间的走线长度越 大,可能发生的电压偏移越严重。该偏差的严重性 取决于系统所需的准确度、传感器的电压增益以及 偏移偏差电压的大小。图 2 显示的是 PCB 布局的 一个示例。
图 2 共享返回路径的示例布局
模拟地(VSSA)和您正在测量的所有信号一样, 起着重要作用。PSoC 的 VSSA 引脚与系统地处之 间的走线长度及其阻抗必须尽可能小。即使几百 微安(μA)的电流分量共享该路径,当测量几个 毫伏的信号时,也会导致许多问题。使用单端测量 时,这里的偏移可以被视为测量偏移。在图 3 中,LED 的电流与供电电流共享一个路径,但传 感器使用它自己的路径。内部带隙参考电路也被连 接到 VSSA。因与 LED 共享返回路径而消耗的任何 电压都会使 ADC 参考电压产生波动,电压下降的 大小为 IR。参考电压和 VSSA 之间的偏移会导致 ADC 增益偏差。
图 3 模拟接地路径的电流
为数字接地(VSSD)、模拟接地(VSSA)、传感 器和 LED 提供单独的接地路径后,将没有共享返 回路径(参考图 4)。该传感器、ADC 和参考电 路都被连接到同一个模拟接地,因此 LED 中的电 流变化几乎不会对传感器的输出产生任何影响。另 外还要注意,在该图中,传感器和 VSSA 在同一个 位置上与模拟接地相连。该接地连接的地理位置可 以是一个点,或者是极低的阻抗层。
图 4 良好的接地连接
通过将差分 ADC 连接到传感器,可以消除传感器 返回和高电流共享一个路径时导致的共模电压偏 移;请参看图 1。普通电压是指传感器 Vss 和传感 器输出的普通偏移。然而,该传感器的差分连接不 能降低 VSSA 共享接地路径时产生的偏差 (图 3)。请参看图 5。
图 5 差分 ADC 和单独返回路径
图 6 显示的是一个改进路由的示例,包括单独的 返回路径、单独的模拟和数字电源,以及传感器的 差分连接。
图 6 单独返回路径的示例布局
31 要谨慎考虑潜在的问题
当传感器共享返回路径或调制负载(如 PWM 驱动 的 LED)共享 VSSA 引脚时,可能不会立即发现偏 差。如果调试负载与 ADC 完全同步,生成的偏差可 能大,也可能小。如果同步化过程中没有产生任何 可测量的偏差,那么,开始开发和测试时,不会发 现任何问题。但如果在这种情况下修改了 ADC 采样 率或 PWM 频率,偏差或噪声将发生明显的变化。 这样的变化难以测试,因为在许多应用程序中,负 载调制会根据不同的环境或软件而有所变化。因 此,一个电路板设计有时候能够正常运行,有时候 则无法工作。因此,即使设计能够正常工作,仍然 需要遵循良好的设计规则。
4 模拟和数字信号的布线
理想情况下,模拟和数字信号将位于电路板的对立 侧上,但这种情况一般不会发生。许多设计都要求 模拟和数字信号位于同一个区域内。遗憾的是,在 一个区域内同时运行较高阻抗的模拟信号和数字信 号可能引起意外串扰,该串扰给模拟信号带来过大 噪声。
串扰是什么
串扰指的是没有直接相连时,一个信号对另一个信 号产生影响的现象。具有快速上升和下降时间的数 字信号对高阻抗的模拟信号路径产生影响是最常见 的串扰现象。数字信号同样受串扰的影响。高速数 字信号容易影响到其他数字信号。各信号之间的串 扰类型为:传导、容性或者感性。在所有情况下, 通过加大各信号之间的距离并缩短它们之间并行的 长度,可以减少信号串扰。
传导串扰的影响一般不大。只有各信号的阻抗过高 (超过 10 MΩ)时,这种串扰才会造成问题。当 PCB 上出现泥土、油、盐或其他液体异物,增大了 各走线之间的 PCB 材料的导电性时,通常会发生高 传导串扰情况。阻抗下降所导致的串扰会对电路操 作产生不利影响。在某些情况下, 焊接掩模可以保 护 PCB。但始终会有裸露区,如 PCB 上器件焊接 的位置。如果在使用产品的环境中发现这些材料, 必须采用各种措施使 PCB 与这些材料隔离。如果不能使 PCB 与异物隔离,可以在 PCB 上使用外部涂料,但该方法会增加费用。
当一个走线位于其他层中另一个走线的正上方时, 将发生容性耦合。铜线之间形成一个电容。这些铜 线重叠部分越多,它们耦合形成的电容越高。通过 减少各信号之间的重叠区降低该电容,从而减少耦 合。在某些情况下,特别是在双层电路板上,几乎 不能消除敏感模拟信号与快速数字信号交叉的情 况。这时,这些信号需要以 90 o 的角度交叉,以尽 量减少它们之间形成的电容。
如果使用两层以上的多层电路板,请保证两个相交信号之间存在电源层,以尽可能减少耦合。请注 意,图 7 中的电容在两个走线之间形成,它与重叠区成正比。
图 7 并行走线的容性耦合
如果使用多层电路板,请确保模拟和数字走线以 90° 的角度相交。这样可大大减少重叠区,从而降低各 信号之间的容性耦合。图 8 显示的是一个示例。
图 8 垂直走线的容性耦合
图 9 显示的是 PCB 布局的一个示例,其中模拟走线 (红色)必须与数字走线(蓝色)交叉。请注意, 模拟和数字走线之间为 90°。
图 9 数字走线以 90o 与模拟走线交叉
在同一层或相邻层上运行的各条走线可能被磁耦 合。该情况被称为感性耦合。
感性耦合由三个机械 特性引起。这些特性为:各走线之间的分离、两个 并行走线之间的距离、走线和其最接近电源层的距 离。各信号之间的距离以及各信号和接地层之间的 距离都是影响最大的因素,如公式 2 和图 10 所示。
公式2
图 10 感性耦合的空间
正如您能够发现,走线和接地层之间的距离(即为 高度)是一个重要因素。通过缩短该距离,可能以 高度平方的数值降低串扰。如果需要运行相邻的数 字和模拟走线,那么,使它们接近于接地层会是降 低串扰的最好方法。
42 3W原则
3 W 规则规定了各逻辑走线(中心到中心)之间的 距离必须为走线宽度的三倍。例如,如果 PCB 上走 线的宽度为 0008 英寸,则两个相邻走线中心之间 的距离将为 0024 英寸(0008 英寸 x 3),其边缘 的距离为 0016 英寸(0008 英寸 x 2)。这样可使 每个走线处在另一个走线的 70%磁通量边界范围 外。为了能够位于 98%磁通量边界的范围外,两个 相邻走线之间的距离必须为走线宽度的 10 倍。这些 条件都取决于各走线的阻抗以及各信号的上升时 间。请参看图 11。
图 11 3 W 规则的示例
减少(在电路板同一侧上运行的相邻)信号之间的 耦合的另一个方法是在这些信号之间放置一个防护 线,并将之接地。这样可以减少各信号之间的容性 耦合。请参看图 12。
图 12 使用防护线
在多层电路板中,各层之间的距离不一样。例如, 在厚度为 0062 英寸的 4 层电路板中,与第二层和 第三层之间的距离相比,第一层和第二层之间的距 离更小。因此,在同一个区域内走模拟和数字信号 时,请将各走线分布到非相邻层上,可以尽可能扩 大它们之间的距离。
多电源域
在敏感模拟系统中,需要将模拟电源和数字电源分开。一般建议使用独立的外部模拟和数字电压调节器。如果额外电压调节器的成本过高,并且您的设计中数字部分不包括高速或 高电流切换功能,可以使用单个电压调节器。就如您拥有独立的调节器时,要注意要在设计上始终隔离模拟和数字的电源电 路。分别为模拟电源(VDDA、VSSA)和数字电源(VDDD、VSSD)提供独立的电源和接地信号。请尽可能缩短这两个电源 (模拟和数字电源)与电路板电源之间连接的距离。电路板电源的输出阻抗一般较低,所以通过上述连接,数字电源几乎不 会对模拟电源产生影响。
接地层
接地层在混合信号设计中始终有用,但对于某个已给的设计,额外层成本较高。即使在双层电路板中,也可以在敏感模
拟部分添加部分层。无论您是否使用接地层,都需要确保返回路径与电源之间的连接最短。请注意,如果接地层电源电
路的阻抗不够低,或者过度分散该层,则不能利用该层改善您的设计。在双层电路板上,不要仅仅依靠最后的地平面填
充,因为这样可能带来高阻抗的接地路径。如不仔细检查,很难发现这样的缺陷。比较好的设计习惯是,先通过走线布
局好接地路径,然后进行地平面填充。
如果在您的设计中能够使用单独的模拟和数字接地层,那么几乎在所有情况下,它们需要在一个单点上相连。该单点需 要位于电源和 SoC 器件之间。
当仅用一个单电压调节器时,只在模拟和数字组件相互隔离的情况下,对地平面可以不做分割。
5 旁路电容
51 电容选择
表 4 旁路电容连接的汇总
图 15电源连接的示例 原理图
用于电源稳定性的电容有两种:旁路电容和大容量电容。有些时候大容量电容还被称为储能电容。旁路电容必须位于组 件电源引脚附近。使用旁路电容可以消除高频噪声并为瞬间变换提供电流。这些电容的取值范围为 0001 μF 到 01 μF。 NPO、X5R 及 X7R 等介电电容是优良的旁路电容。这些电容的取值范围为几百皮法(pF)到几微法(μF)。
储能电容通常位于电压调节器附近。如果电路板的较大(超过几平方英寸),并各处都有一些有源器件,那么,这些电 容将分布在整个电路板上。储能电容可以在较长时间内供电,并可以滤除低频噪声。在具有高电流信号或电源的电路板 中,储存电容的取值范围为 1 μF 到 100 μF,或更大的值。X5R、钽和一些表面组装电解电容都适合该用途。
旁路电容一般只为 001 μF 或 01 μF。推荐进行一些简单的计算操作,以得到最佳的储能电容。如果该值过高,则表示 储能电容超过您所需要的电容。如果该值太低,会使电源纹波过大并造成噪声。请使用下面公式:
电容计算公式
6 所有电容并不是等同的
当为各种应用选择一个电容(甚至一个简单的旁路电容)时,它的规范是非常重要的。电压和温度系数是两个最常被忽略的电容规范,但能够在正常操作的环境下大大影响器件电容。
器件变得越来越小,需要对性能和大小进行权衡。标称值为 1 uF,耐压为 63 V 的电容,在电压为 5 V 时,电容值可 以小于 01 uF。因此,您需要注意电压系数。另外,不假设全部器件系列的电压系数是相同的。电压系数和温度系数 可以因不同封装而有大变化。与 0603 封装相比,0805 封装具有较好的电压系数,但有时会反过来。因此请阅读数据 手册。如果数据手册中没有提供电容器的温度和电压系数,请考虑使用其他制造商的电容器。
7 混合信号 PCB 的规则汇总
设计混合信号的电路板时,必须遵循下列规则:
1 考虑单独的模拟和数字电源。
2 了解所有返回路径。
3 虽然价格昂贵,但如果可能,请使用四层电路板。
4 请勿将模拟信号与时钟或快速数字信号并行布线。
5 如果模拟和数字信号必须交叉,请确保这些信号以 90 o 相交,以便使耦合电容最小。
6 电源层应该出现在其信号线相应的区域。例如,在模拟电源层上只运行模拟信号。
7 将旁路电容放置在与 IC 尽可能近的位置。另外,还要确保电源信号的旁路连接为低阻抗。
8 若可以,请在电路板上使用独立的模拟和数字信号以及独立的数字和模拟组件。指定 PCB 的“模拟”和“数字” 区域。
9 对高阻抗输入信号应避免过长的走线,否则它会像天线那样耦合噪声进入信号链路。
10 尽可能扩大电源走线的宽度以降低阻抗。
11 将模拟信号放置在离接地层最近的位置,以便最小化电感串扰。
12 将各层之间的电源信号相连时,请使用大型或多个过孔,重要可以降低阻抗。
13 尽可能降低数字信号的数字上升和下降时间。
14 使用防护线使模拟和数字信号相互隔离。
8 PCB 布局和自动布线的工具
PCB 布局工具有 20 年的使用历史。通过使用这些工具可以对各信号进行分组,并为走线长度和各走线之间的距离提供 不同的规则。从而避免发生错误。自动布线越来越强大,并具备许多个常用工具。这些工具遵循手动路由时所要求的相 同规则。熟练的 PCB 布局设计师可以使用这些规则来提高自动布线的性能。虽然这些工具非常强大,但仍需要特别注 意模拟和数字信号的布线方式。特意推荐您先手动走电路板上的敏感部分,然后才通过自动布线走剩下的其他不重要部 分。不管使用哪个方式,都要确保检查最后布线。
将各器件放置在最佳的位置对手动布线和自动布线都有很大的帮助。器件放置和电路板布局都安排好后,可以使用简单 的测试来验证共享返回路径是否存在问题。打印该电路板布局并在电源和每个组件之间画出最直接的路径。为模拟组件 和数字组件分别使用两种不同的颜色。如果这两种颜色交叉,需要重新评估您的设计。请参考图 19。
图 19 在 PCB 布局上绘制返回路径
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同样的输出功率，电压源和电流源有何本质区别？
1本发明涉及集成电路技术领域，特别是涉及一种多晶硅电阻及其制造方法、逐次逼近型模数转换器。
背景技术：
2工业用逐次逼近型模数转换器(sar adc)往往要求处理
‑
10v～+10v的电压信号范围，甚至更宽的信号范围。这就要求sar adc的输入信号范围达到
‑
10v～+10v，但一般集成带隙基准电路产生的参考电压为125v或者25v，且大多数工业用sar adc采用25v的基准电压，这就限制了sar adc信号输入范围为0～25v。为了解决这个问题，一般在sar adc前端集成一电阻分压网络，使得sar adc的信号处理范围能达到
±
10v。如图1所示，为一典型的工业用集成sar adc结构图，其包括电阻r1和电阻r2构成的电阻分压单元、输出基准电压的带隙基准单元以及逐次逼近型模数转换单元(sar adc单元)，电阻分压单元集成设置在sar adc单元的模拟前端，电阻r1和电阻r2的阻值之比为3:1，电阻r3的阻值与电阻r2的阻值在同一个量级，经过该电阻分压单元分压后，
‑
10v～+10v的信号范围到达sar adc单元前端时只有0～25v，同时，带隙基准单元向sar adc单元输出25v的基准电压。
3对于高精度模数转换器如16位sar adc来说，该电阻分压单元的线性度十分重要，其直接影响了整个sar adc的线性度。目前国际上大的半导体厂家都采用金属薄膜电阻，但金属薄膜电阻需要额外的特殊工艺流程，一般商业代工制造厂的标准集成电路生产工艺不提供该器件，而对于没有生产线的集成电路设计厂商来说，又无法使用金属薄膜电阻研制工业用16位以上高性能sar adc。
4基于此，近几年有人开始尝试用多晶硅电阻代替金属薄膜电阻来设计电阻分压单元。一般多晶硅电阻的结构如图2所示，多晶硅电阻层与p型衬底之间由绝缘的二氧化硅(sio2)层隔离，存在不可忽略的电容。在高压
±
10v的情况下多晶硅电阻层与p型衬底间会形成很强的电场e，该电场会引起多晶硅电阻层里的载流子(电子)发生聚边效应，从而使多晶硅电阻层的电阻率增加；在多晶硅电阻层的低压端(0～25v)，电场较弱，聚边效应不明显，电阻率几乎不增加。多晶硅电阻层的电阻率在高压端和低压端的不一致会引起十分严重的非线性度。
5有鉴于此，目前亟需一种线性度较好的多晶硅电阻分压网络技术方案。
直接带隙和间接带隙是怎么回事？
1、特点不同
电压源：
（1）它的端电压定值U或是一定的时间函数U(t)与流过的电流无关。
（2）电压源自身电压是确定的，而流过它的电流是任意的。
电流源：
（1）输出的电流恒定不变；
（2）直流等效电阻无穷大；
（3）交流等效电阻无穷大。
2、分类不同
电压源：
（1）数控电压源
目前，数控电压源在当代的应用可谓是越来越广泛，数控电压源是值得好好学习的，现在对数控电压源有了深入的了解。数控电压源是数字计算机通过程序控制等功能来调节电压的电源。
（2）基准电压源
电压基准通常是电路中用作电压基准的高稳定性电压源。随着集成电路规模的不断扩大。特别是随着系统集成技术（SOC）的发展，它已经成为大规模、超大规模集成电路和几乎所有数字模拟系统中不可缺少的基本电路模块。
电流源：
（1）可调电流源
直流电流源（主要参数有输出 电流，额定输出工率，等等），输出电流可调的称为可调电流源。
（2）脉冲电流源
脉冲电流镜电路采用高速场效应晶体管对恒流源的电流进行复制和倍增，降低脉冲电流源输出负载对前级深度负反馈部分的影响，提高了电路的稳定性，并利用模拟多路复用器对电流镜栅极的控制，将脉冲信号传输到脉冲电流，将脉冲信号传递到脉冲电流中，从而输出脉冲电流。
（3）高精度电流源
提出了一种高精度电流源电路。通过V/I转换，将不依赖于温度的带隙基准电压和由带隙基准电压电路产生的电源电压转换为不依赖于温度和电压的高精度基准电流，所需的镜电流由高精度基准电压电路产生。有效地抑制了由于 温度、电源电压、负载阻抗的变化及干扰对电流源的影响。
扩展资料：
电压源电流方向：
电流从电压源的低电位流向高电位,外力克服电场力移动正电荷做功;电压源发出功率起电源作用。反之,吸收功率,起负载作用如给蓄电池充电时,它就成为一个负载。常见的电压源有干电池,蓄电池,发电机等等。电压源是一个理想元件,因为它能为外电路提供一定的能量,所以又叫有源元件。
-电压源
-电流源
cadence spectre到底是什么？
一、直接带隙半导体材料就是导带最小值（导带底）和满带最大值在k空间中同一位置。电子要跃迁到导带上产生导电的电子和空穴（形成半满能带）只需要吸收能量。
二、间接带隙半导体材料导带最小值（导带底）和满带最大值在k空间中不同位置。形成半满能带不只需要吸收能量，还要改变动量。
三、间接带隙半导体材料导带最小值（导带底）和满带最大值在k空间中不同位置。电子在k状态时的动量是（h/2pi）k，k不同，动量就不同，从一个状态到另一个必须改变动量。
扩展资料：
一、半导体激光器又称激光二极管，是用半导体材料作为工作物质的激光器。由于物质结构上的差异，不同种类产生激光的具体过程比较特殊。
二、常用工作物质有砷化镓（GaAs）、硫化镉（CdS）、磷化铟(InP)、硫化锌(ZnS)等。激励方式有电注入、电子束激励和光泵浦三种形式。
三、 半导体二极管激光器是最实用最重要的一类激光器。它体积小、寿命长，并可采用简单的注入电流的方式来泵浦其工作电压和电流与集成电路兼容，因而可与之单片集成。
四、半导体激光器件，可分为同质结、单异质结、双异质结等几种。同质结激光器和单异质结激光器在室温时多为脉冲器件，而双异质结激光器室温时可实现连续工作。
五、并且还可以用高达GHz的频率直接进行电流调制以获得高速调制的激光输出。由于这些优点，半导体二极管激光器在激光通信、光存储、光陀螺、激光打印、测距以及雷达等方面以及获得了广泛的应用。
参考资料：
能带结构---
减小cmos带隙电压基准运放失调的三种方法
cadence spectre是cadence针对全定制集成电路推出的仿真工具，主要用于模拟及数模混合集成电路的仿真。主要在unix工作站上使用。楼主可以用Hspice来替代它，进行仿真。
OM8373PS/N3/A/1653引脚功能电路图
你好，这个实际上是很成熟的方法：
一是使用斩波技术消失调，缺点是实际上将低频噪声调制到高频，后面需要多次斩波。
二是使用电压匹配修正技术，内部消失调，缺点是电路太过复杂，实际失调调节时需要的精度太高。
三是以上两种方法的结合，即又修正又斩波，这是目前最好的一种修正方案。
TDA8373 OM8373各脚功能及相关参数：功能 未加信号（V） 加信号（V） 待机电压。
集成电路内部通过对行频的计数，判断出场扫描频率，当频率是50Hz时，输出低电平；当频率是60Hz时，输出高电平。这个引脚和LA78378配合使用，能够自动地调整场幅度，可以给该脚一个固定的电平，实现工作一种场频下。
扩展资料：
整流器电路板上有10个贴片瓷介高压电容(在电路中起倍压或滤波作用)，在两侧镀银电极焊接11 mm镀银铜丝后插装在印制板上，电容陶瓷底面距印制板小于05 mm，然后用电烙铁焊接，最后在电容底部涂1圈硅橡胶GD414以粘接固定在印制板上。
通过对断口宏微观观察、化学成分分析和硬度检测、装配生产流程分析以及材料力学计算，确定断裂性质和原因，进而制定经济、可行、有效的补偿措施，并进行随机振动试验验证，从而使最终问题得到解决。这一研究对ESS试验的进行有较重要的工程应用价值。
-引脚
