无线电电子电技术的发展日新月异，无线电遥控技术成了许多家庭在进行装修时的必备品，因为它不仅方便了家人进出，同时也增强了居家的安全性！那么无线电遥控器的无线遥控开关电路由哪几部分组成的呢？无线电遥控器是由无线电发射模块及接收装置组成。那么又如何才能把无线遥控开关电路制作好呢？
在家庭装修过程中，为了防止因屏蔽导致的信号丢失，不要将无线电发射模块或者电接收装置安装在金属外壳里，特别是接收装置。如果非要安装在金属容器内，就要在金属容器外部安装TWH632天线，来增强接收装置接收信号的性能。
在家庭装修过程中，为了控制成本您可以将无线电发射模块和接收装置共用一套电源。
在家庭使用过程中，无线电遥控器有可能会出现信号干扰问题，尤其是输出功率过大时，那么怎样才能很好解决这个问题呢？提供两个方法解决方案给您：一是设置无线电遥控编码，二是加强隔离措施，在输出端的编码电路接一个功率小的如几十微安的小电感。
那么在您家庭使用过程中，如何调试遥控器呢？您可以上网收集专业分析，您还可以在线咨询智相关的专业人员，他们将会热情耐心地为您服务！
在您家庭实际使用过程当中，可能会出现了信号不稳定，您会问那我该如何解决啊？可以网购或自己做信号放大器！
如果您认为无线电遥控虽然好，但要自己设计安装无线遥控开关电路话太麻烦了，请您放心地交给专业人员吧！他们将会尽心尽力尽责地为您完成无线遥控开关电路的安装调试！
如何使用轻触按钮控制电源开关，来设计电路呢？
ZVS电路原理与设计
一、初识ZVS
ZVS是什么，度娘查的为”零电压开关(Zero Voltage Switch)“。即开关管关断时，开关管导通时，其两端的电压已经为0。这样开关管的开关损耗可以降到最低。我们平时使用的电磁炉和LLC电源都是这种谐振电源，普通的充电器等都是硬开关的，比这种谐振电源损耗要大些。所以ZVS可以做到很高效率，但是有一个缺点，就是其调节范围一般都比较窄。例如电磁炉，当我们把功率调到比较大时，为持续加热；当功率调的较小时，就开始断断续续加热，因为那个时候已经不能达到谐振状态了。像我们普通充电器那种硬开关的电源，不管空载和满载都是持续震荡的。
初次看到ZVS电路，我惊呆了，两个MOS管加几个电阻电容就能组成谐振开关。真是佩服人民的想象力啊。
该电路只需要少量元件即可达到零电压开关。功率有人做到2KW以上，几百瓦的话两个开关管只需加小型散热器即可。
于是花了几天时间对ZVS电路进行了下深入研究，让大家明白其工作原理。
一、基本电路
现在我们来进行分析其原理，首先使用proteus仿真电路进行仿真。
二、原理图分析
1 上电时L1通入的电流为零，电源通过R1、R2是Q1、Q 2导通，L1电流逐渐增加，由于两个开关管特性差异，将导致流入两个开关管的电流不同，假设Q1电流大于Q2电流，T1将产生b为正，a为负的感应电压，于是通过T1形成正反馈，使Q1导通，Q2截止。完成启动过程。
2 （t0~t1时间）稳态Q1导通时，由于上个周期T1电流为a到c，并且C 1两端电压为零。由于电流不能突变，T1电流将对C1充电，C1逐渐为a负c正的电压，并且正弦变大，T1电流正弦变小。此时a电压被Q1下拉到0V，所以C点电压正弦变大，Q1栅极电压被D3稳压管钳位，Q1时钟保持导通。
3 （t1时间）当T1中电流下降为零，其能量全部释放到C1，此时C1电压达到最大值。
4 （t1~t2时间）C1开始通过T1由c到a放电，C1电压即c点电压正弦变小，T1电流由c到a正弦变大。
5 （t2时间）当C1能力基本放完时，c点电压下降到MOS管阀值电压左右，将通过D2使Q1进入放大区。此时C1对T1绕组由c到a放电电流达到最大值。同时由于Q1进入放大区，a点电压逐渐上升，同时通过D1使Q2也进入放大区。
6 （t2时间）C1放电完毕，T1绕组由c到a电流达到最大值，将像C 1充电，使C1充电为a正c负的电压，同时C1两端电压正弦变大。此时两个MOS管同时进入放大区。
7 （图3）由于T1对C1的持续充电，C1上电压为a正c负，通过两个二极管使Q2栅极电压升高，Q1栅极逐渐下降，同时正反馈形成，Q2导通，Q1截止。
8 Q2导通与Q1导通过程类似。
9 L1电感值比T1大，整个震荡周期中L1电流基本不变。震荡过程中L1持续为LC振荡器补充电能。
大功率开关电源大功率开关电源电路图？大功率可调开关电源设计方案
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大功率开关电源大功率开关电源电路图 大功率可调开关电源设计方案
一种大功率可调开关电源的设计方案
1、引言
开关电源作为线性稳压电源的一种替代物出现，其应用与实现日益成熟。而集成化技术使电子设备向小型化、智能化方向发展，新型电子设备要求开关电源有更小的体积和更低的噪声干扰，以便实现集成一体化。对中小功率开关电源来说是实现单片集成化，但在大功率应用领域，因其功率损耗过大，很难做成单片集成，不得不根据其拓扑结构在保证电源各项参数的同时尽量缩小系统体积。
2、典型开关电源设计
开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM，Pulse Width Modulation）控制IC（Integrated Circuit）和功率器件（功率MOSFET或IGBT）构成，且符合三个条件：开关（器件工作在开关非线性状态）、高频（器件工作在高频非接近上频的低频）和直流（电源输出是直流而不是交流）。
21控制IC
以MC33060为例介绍控制IC。
MC33060是由安森美（ON Semi）半导体公司生产的一种性能优良的电压驱动型脉宽调制器件，采用固定频率的单端输出，能工作在-40℃至85℃。其内部结构如图1所示[1]，主要特征如下：
1）集成了全部的脉宽调制电路；
2）内置线性锯齿波振荡器，外置元件仅一个电阻一个电容；
3）内置误差放大器；
4）内置5V参考电压，15%的精度；
5）可调整死区控制；
6）内置晶体管提供200mA的驱动能力；
7）欠压锁定保护；
图1 MC33060内部结构图
其工作原理简述：MC33060是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如（2-1）式：
输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率管Q1的输出受控于或非门，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间输出才有效。
当控制信号增大时，输出脉冲的宽度将减小，具体时序参见如下图2
图2 MC33060时序图
控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，即输出驱动的最大占空比为96%当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在0-33V）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一个手段：当反馈电压从05V变化到35V时，输出的脉冲宽度从被死区确定的最大导通百分比时间下降到零。两个误差放大器具有从-03V到（Vcc-20）的共模输入范围，这可从电源的输出电压和电流察觉得到。误差放大器的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进行”或”运算，正是这种电路结构，放大器只需最小的输出即可支配控制回路。
22 DC/DC电源拓扑
DC/DC电源拓扑一般分为三类：降压、升压和升降压。此处以降压拓扑介绍，简化效果图如下图3所示。输出与输入同极性，输入电流脉动大，输出电流脉动小，结构简单。
图3 Bulk降压斩波电路
在开关管导通时间ton，输入电源给负载和电感供电；开关管断开期间toff，电感中存储的能量通过二极管组成续流回路，保证输出的连续。负载电压满足如下关系式（2-2）：
23典型电路与参数设计
典型电路如下图4所示。
图4 MC33060的降压斩波电路
MC33060作为主控芯片控制开关管的导通与截止，由其内部结构功能可知，在MC33060内部有一个+5V参考电压，通常用作两路比较器的反相参考电压，设计中1脚和2脚的比较器用来作为输出电压反馈，13脚和14脚的比较器用来检测开关管的电流是否过流。电路中2脚通过一个反相电路接参考电压，降压输出反馈经一同相电路接MC33060的1脚。当电路处于工作状态时，1脚和2脚电压就会相互比较，根据两者的差值来调整输出波形脉宽，达到控制和稳定输出的目的。
电路中过流保护采用01欧姆额定功率为1W的功率电阻作为采样电阻，在电流过流点，采样电阻上的电压为01V14脚用作采样点，因此13脚的参考电压由Vref分压设定为015V，相比01V留有一定余地。当采样电压高于设定值时，MC33060将自动保护，关闭PWM输出。保护点还和3脚的控制信号有关，根据对该脚的功能分析，选择积分反馈电路，使得降压电路在空载或满载时，Comp脚的电压始终在正常范围（05V-35V）之内。
输出PWM波形的频率由管脚5的电容和管脚6的电阻值来确定，降压电路采用25KHz的波形频率，选择CT值为1nF电容，RT为47K的普通电阻达到设计要求。
3、本系统设计
本设计采用的是DC（Direct Current）/DC转换电路中的降压型拓扑结构。输入为220VAC和0-10V可调直流电压，输出为0-180V可调，最大输出电流能达8A，系统组成框图如下图5所示。在大功率开关电源设计中，为防止在启动时的高浪涌电流冲击，常采用软启动电路，本设计不重点介绍。
图5 系统组成框图
31整流滤波电路
采用全桥整流电路，如下图6所示。输出电流要求最大达到8A，考虑功率损耗和一定的余量，选择10A的方桥KBPC3510和10A的保险管。整流后的电压达310V，采用两个250V/100uF电容作滤波处理。图中开关S1和电阻R1并联为”软启动”部分，此处未作详细讲解，详细软启动设计见各种开关电源软启动设计。
图6 整流电路。
32控制IC与输入电路
MC33060控制电路和输入调节电路分别如下图7和图8所示，选MC33060为控制IC，其外围器件选择此处不再赘述，参考典型电路设计中参数选择部分。其中比较器1作电压采样，比较器2作电流采样。输入可调电压经分压跟随后送入比较器的负向端作为参考电压控制电源输出大小。
图7 MC33060控制电路
图8 输入调节电路
33反相延时驱动电路
反相延时驱动电路如下图8所示。电路中驱动芯片采用了美国International Rectifier（IR）公司的IR2110它不仅包括基本的开关单元和驱动电路，还具有与外电路结合的保护控制功能。其悬浮沟道的设计使其可以驱动工作在母线电压不高于600V的开关管，其内部具有欠压保护功能，与外电路结合，可以方便地设计出过电流，过电压保护，因此不需要额外的过压、欠压、过流等保护电路，简化了电路的设计。
图8 反相延时驱动电路
该芯片为而输出高压栅极驱动器，14脚双列直插，驱动信号延时为ns级，开关频率可从几十赫兹到几百千赫兹。IR2110具有二路输入信号和二路输出信号，其中二路输出信号中的一路具有电平转换功能，可直接驱动高压侧的功率器件。该驱动器可与主电路共地运行，且只需一路控制电源，克服了常规驱动器需要多路隔离电源的缺点，大大简化了硬件设计。IR2110就简易真值图如下图9所示。
图9 IR2110简易真值图。
IR2110有2个输出驱动器，其信号取自输入信号发生器，发生器提供2个输出，低侧的驱动信号直接取自信号发生器LO，而高侧驱动信号HO则必须通过电平转换方能用于高侧输出驱动器。本系统中驱动双管需一片IR2110即可。
因驱动双管，且双管不能同时导通，控制IC输出只有一路信号，则在控制IC输出和驱动之间需加入反相延时电路，将控制IC输出的一路PWM经同相和反相比较器后，经电阻R29和R30的上拉分别对电容C12、C13充电产生延时，使得两路PWM具有对称互补性且具有一定的死区间隔，保证主回路中两开关管不会同时导通。在电路中HIN和LIN标号端得到的波形图如下图10所示。
图10 反相后驱动波形
34主回路与输出采样
主回路如图11所示，采用半桥开关电路。
图11 主回路
根据整流后的电压和输入电流参数，选择IRF840为高频开关管，其最大耐压VDS为500V，最大能承受的导通电流ID为8A，满足设计要求。工作在高频工作状态的续流二极管一般选用快恢复的二极管，此处选择HFA25TB60，能承受600V的反向压降，最大导通电流为25A，且恢复时间仅为35ns，输出部分通过两个电阻分压至电压采样电路，如下图12所示。
图12 电压采样电路
35过流保护电路
过流保护电路如下图13所示。
图13 过流检测电路。
在主回路的上端串联一个033欧姆10W的功率电阻作为采样电阻，当电流过大时，光耦中光敏三极管导通，检测电路输出高电平到IR2110的SD端，由于SD是低电平有效、高电平关断点，因此电流过大时能很好地保护电路。且如前所述，IR2110自身带有各种保护电路，故外围的电流电压保护电路可以大大简化。
4、总结
本设计给出了在非隔离拓扑下一种设计大功率开关电源的方法，电路结构简单。在主回路中采用半桥电路替代传统的单管开关电路，在上管关闭时，下管的开通能更好地保证输出续流的稳定性，且保证功率的输出。文中并未给出电感量的计算方法，因不是讨论重点，可根据电路中输出电流、电压和开关管的RDS（MOSFET管漏极和源极导通电阻）等参数来计算，实际中应留有一定的余量值。系统运行基本稳定，可考虑应用于工业电源设计中。
